一种新颖的ＰＦＣ控制策略
摘要：分析设计了一款新颖的功率因数校正（PFC）电路，该电路可以工作于不连续传导模式(DCM)和临界连续传导模式(CRM)，并实现两种模式的自动切换，兼具两种工作模式的优势。在输入电压跨零附近，电路工作于固定频率的DCM下，限制最大的开关频率，从而降低污染系统的电磁干扰(EMI)噪声。在输入电压峰值附近，电路工作于频率可变的CRM下，降低升压二极管、功率MOSFET和电感上的电流应力，从而降低费用并且提高电路的可靠性。采用台联电0.6μm BCD工艺仿真验证，得到了近1的功率因数。
关键词：功率因数；不连续传导；临界连续传导；电磁干扰噪声；电流应力
1 引 言
随着电力电子装置的应用日益广泛，电网中的谐波污染也日趋严重，解决这一问题的有效办法就是对用电设备进行功率因数校正（PFC）。功率因数校正可以分为两类：无源功率因数校正和有源功率因数校正。有源功率因数校正可以得到较高的功率因数，总谐波失真（THD）小，可以在较大输入电压范围内工作，已经成为提高电源功率因数的最主要方法。PFC升压变换器是有源功率因数校正最常用的方法，就流过升压电感上的电流而言可分为三种类型：（1）连续传导模式（CCM）;（2）临界传导模式（CRM）;（3）不连续传导模式（DCM）。三种模式的PFC升压变换器，都可以将功率因数（PF）由未插入PFC电路时的0.55～0.65提高到0.98以上，乃至于接近1（PF>0.995）[1]。作为中小型功率应用场合下常用的两种方式，CRM和DCM各有优缺点：相同输入电流下，CRM的峰值电流小于DCM，因此CRM具有较小的电流应力和导通损耗。但是在输入电压跨零附近，其开关频率非常高(往往达到300～500KHz)，会产生较严重的电磁干扰，并且使控制IC的传输延迟和开关电源的反应速度不可以忽略，引起电流波形失真导致功率因数降低[2]。DCM可以避免输入电压跨零附近的过高开关频率，但是却存在电流应力大，导通损耗高等缺点。采用本文所述方法，可以使得电路完成DCM和CRM自动切换的功能，从而兼具DCM和CRM的优点，如图1所示。
2 功率因数校正原理
功率因数校正的作用就是要消除电网电流尖峰，使输入电流成为正弦形状并且和输入电压同相位[3]。就单个开关周期而言，要求每个开关周期的平均电流与输人电压成正比。从图1中抽取单个周期分析，如图2所示， TSW为振荡器或者外部同步信号强制开关周期，T1、T2、T3分别表示功率MOSFET导通时间、电感退磁时间、死区时间（T3可以为0）。
在时间T1内，MOSFET导通，电感电流持续从0增加到IPK，此时输入电压为VIN ，
电感在开关周期TSW的平均电流是：
如果按如下定义电流周期的相对长度(Dcycle)
电感电流平均值可以简单表示为：
其输入阻抗为
保持项恒定，使得任何开关周期内的电感平均电流和输入电压VIN成正比。因此平均输入电流是正弦的，并且和输入电压保持同相位，从而达到调整功率因数的目的。
3 电路拓扑结构
由于PFC电路同时具有稳压和整流功能，稳压要求输出电压稳定，整流要求功率因数为1。因此，PFC电路必须同时引入电压反馈和电流反馈构成双环控制系统，外环实现输出电压稳定，内环实现电流整形，使之成为与输入电压相位相同的标准正弦波[4]，其拓扑结构如图3所示。
电路采用了简单的输出电压反馈方式，电阻检测输出电压，并转化为电流输入到整流模块，根据欧姆定律有
IFB经过整流后输出一个与反馈电流成反比的电压VREG，此电压决定了功率MOSFET导通时间。输出电压升高，VREG降低，导通时间减小，使得输出电压降低，反之亦然。CRM模式下积分器GV为单位反馈连结，输出信号VTON等于输入信号VREG；DCM模式下，电感电流下降为零，积分器GV开始积分，输出信号VTON升高，调制功率MOSFET导电时间。即积分器GV检测每个开关周期的死区时间，并补偿它，使得T1×D在一个输人电压周期内保持恒定。
为了保证电路只运行在DCM或者CRM下，只要电感上有一些电流，功率MOSFET便不能重新导通。振荡器产生的时钟信号的负边缘被储存在RS锁存器Q1中，此信号和零电流检测信号相乘，若输出高电平，RS锁存器Q1将被置位，RS锁存器Q2输出高电平，功率MOSFET导通。当斜坡上升的RAMP信号达到VTON时，比较器输出高电平，锁存器Q2重新输出低电平，功率MOSFET截止。
在输入电压跨零附近，电感上电流下降为零，电流检测输出高电平。但RS锁存器Q1输出低电平，与门输出低电平，功率MOSFET不能够重新导通，电感电流保持为零。振荡器下一个周期开始，时钟信号的负边缘使得RS锁存器Q1输出高电平，功率MOSFET重新导通，即系统工作于DCM下；输入电压的峰值附近，时钟信号负边缘使得Q1输出高电平。但是由于电感上有电流，电流检测输出低电平，与门输出低电平，功率MOSFET不可以重新导通。电感继续退磁，电流逐渐下降到零，电流检测输出高电平，功率MOSFET重新导通，电感开始充电，即系统工作于CRM下。
4 仿真结果
在理论分析的基础上，构架了交流输入为220V/50Hz，输出为130W/395V的PFC校正电路，基于台联电0.6μm BCD工艺，利用HSPICE对电路进行仿真验证。仿真结果验证了理论分析，电路得到了近1的功率因素，并且实现DCM和CRM的自动切换。输出电压和电感上电流如图4所示。
从图4中可以看出输出电压保持在395V左右，并且有20V的波动，由于PFC是一次电源，其后级一般要接一个DC/DC变换器，因此20V的波动是允许的。同时可以看出电感电流包络线保持较完美的半波正弦，达到了调整功率因数的目的。
5 结论
本文分析了中小型功率应用场合中常用的两种
功率因数校正控制模式：DCM和CRM，指出各自的优点和不足，在此基础上设计了一款新颖的PFC电路，兼具DCM和CRM的优点。在输入电压跨零附近，电路工作于DCM下，限制了开关频率，从而降低了EMI噪声，简化了前后端滤波电路的设计；输入电压峰值附近，电路工作于CRM下，降低了电流应力和导通损耗，同时也降低了对升压二极管和功率MOSFET的要求，节省了费用，提高了可靠性。本电路不需要模拟乘法器，具有结构简单、易于实现和所需外部元件少的特点，是中小型功率应用场合中的优秀产品。
参考文献
[1] 祝大卫,PFC升压变化器简单低成本THD最小电路，世界电子元器件，2003. NO3，43～44。
[2] 祝大卫,功率因数校正控制器NCP1601，电子世界，2005年4月，39～40。
[3] Abraham l. Pressman，Switching Power Supply Design Second Edition，New York, McGraw-Hill，1998，534～535.
[4] 高增辉,吴昕，Boost型PFC的实验研究，西南民族学院学报-自然科学版，第28卷第四期，488～490。
作者简介
王海时，硕士研究生，目前主要研究方向为模拟集成电路与智能功率集成电路。
注：本文所涉及到的图表、注解、公式等内容请以PDF格式阅读原文。