运用插损法测量开关电源电磁干扰的源阻抗
摘 要：对于测量干扰源阻抗的问题，文中通过分析谐振法、插损法、双电流探头法，以及实验测量了微逆变器的交流侧共模源阻抗并对插损法进行Pspice仿真。经分析开关电源EMI源阻抗方法的特点，发现插损法更适合测量干扰源的阻抗，证明了共模源阻抗主要受寄生电容的影响。文中针对传统插损法的不足，在理论上分析并提出一种优化插损法，证明其具有一定的可行性。
关键词：噪声源阻抗测量;谐振法;优化插损法;EMI;滤波器;共模源阻抗;Pspice仿真
中图分类号：TP39;TM937.3文献标识码：A文章编号：2095-1302（2019）02-00-04
0 引 言
开关器件的高速通断给电路带来高频的EMI，严重时甚至会影响电路其他器件的正常工作，因此国内外都制定了相应的EMI标准。解决EMI问题最常用的方法依然是在系统中加入EMI滤波器[1]。在设计开关电源时，为了使开关电源满足相应的EMI标准，必须设计一个EMI滤波器。与通信和微波应用领域中源阻抗和终端阻抗都是50 Ω不同，开关电源的实际EMI源阻抗和负载阻抗并非50 Ω[2]。在EMI标准测试中需要线性阻抗稳定网络（Line Impedance Stabilization Network，LISN）隔離测试中的其他干扰源，同时为干扰提供负载，即在EMI标准测试中EMI的负载阻抗是确定的，但是开关电源的源阻抗不确定，其受很多因素的影响，如变换器拓扑、功率等级、元件寄生参数等。差模（DM）噪声源主要受整流二极管反相恢复、线路中的等效串联电阻和并联大电容的高频等效电感的影响;共模（CM）干扰源阻抗主要受开关器件与散热片寄生电容的影响[3-4]。
依据互联网研究，系统工作频率区域内，如果传送线路相符，可对于输入和输出进行阻碍，得到信号功率传送最大值。如果进入噪音滤波器的输入和输出阻碍与工作频率区域内的终端阻碍不相符，噪音信号能够被最大程度地阻止。所以在EMI滤波器中，得出一个非常重要的原理—阻碍失配原理：感应高阻碍端应选取电容低阻设置，电容低阻端应选取感应高阻设置。实际设计EMI滤波器时，若在50 Ω-50 Ω阻抗下设计，会导致EMI滤波器被实际应用于开关电源中对干扰的抑制效果比预想差，故在设计EMI滤波器时需要考虑干扰源阻抗。
1 源阻抗测量方法分析
目前测量噪声源阻抗的方法主要有谐振法[5-6]、插损法[7]和双电流探头法[8]。已有学者提出使用谐振技术测量离线式开关电源的EMI等效源阻抗的方法[4-5]，其通过加入电感器并使之与变换器传导干扰的等效内阻抗发生谐振，便可从谐振频率和品质因数推知EMI的等效阻抗[4-5]，但高频时的结果不可信。
1.1 谐振法
1983年，Lon M.Schneider提议用谐振技术建立离线式变换电磁干扰等效模型的方法，通过加入电感并使之与变换器传导干扰的等效内阻抗发生谐振，从谐振频率和品质因数推知电磁干扰的等效阻抗[6]。谐振法主要用于评估开关电路的噪音源阻碍。假如噪音源是一个电流源的诺顿等效电路，源阻碍是电阻串联电容器与电流源并联的阻碍，则将谐振电感添加到开关电路的输出中，与源阻碍中的电容发生共振，以评估源阻碍的程度。
然而，由于不清楚源阻碍，因此选取适当的谐振电感很困难，必须尝试不同的电感值。此外，谐振电感器并非理想的元件。当频率增加时，其依赖指数发生显著变化，因此在高频下的结论不可靠。
谐振方式只提供源阻碍模型的大概评估。与找到适当谐振电感器的工作量相比，该方式费力且耗时，效果不明显。
1.2 插损法
Dongbing Zhang[7]提议进入消耗的噪音源阻碍检测电路：通常状况下，检测共模电感串联在电路阻碍检测共模阻扰的来源或差模电容并联连接检测差模阻碍源。源阻碍的值依据阻碍进入前后电路中干涉的改变来计算。
该方式中，进入的阻碍必须适合一定的情况，其所获得的源阻碍才是可靠的。通常串联进入的共模电感阻碍相比共模源阻碍大很多，并联进入的微分模电容器的阻碍要远得多，相比差模源阻碍要小得多。因此，有必要选取电感值、电容值较大的阻碍元件进行验证，当频率升高时，阻碍元件的依赖指数对阻碍的影响效果显著。此外，该方式仅仅获得了源阻碍的模量，未获得相位值。若想获得相位值，则必须运用复希尔伯特变换。
与共振法对比，进入消耗的方式不必验证，重复电感的选取相对容易，近似源阻碍的阻碍曲线，因此可方便获得组件的阻碍。
1.3 双电流探头法
Kye Yak See提议的双电流探针法将注射电流探针注入阻扰电路组合电容器，与另一个检测电路中的电流探针检测阻扰电流通过组合电容运用频谱研究仪检测注入前后阻扰电流，通过电路中的阻扰计算源阻碍。
由于必须在EMI标准检测设置中加入LISN检测阻扰，因此必须消除双电流探针法中LISN对检测电路的影响，故在测点和LISN之间增加一个大电感。值得注意的是，在开关电路输出功率升高的情况下，分离电感不可饱和。此外，采取信号发生器注入阻扰的双电流探头方式利用频谱研究仪检测电流探头检测的阻扰，仅仅可获得源阻碍的模量，无法获得相位内容。
Vuttipon Tarateeraseth改善了双电流探头方式，将注射电流探头和检测电流探头夹在相位和中性线上，采用矢量网络研究仪注入阻扰，使用VNA进行检测，干涉注入前后的共模源阻碍。无需分离电感器和组合电容，擦除高频率依赖指数的因素，使得相位线、开关电路与LISN之间的中线不再通过电气连接。此外，还能够利用VNA检测噪音源阻碍的相位内容。
赵波[8]提出的双电流探头法测量原理是通过设置被测噪声源为短路导线、标准电阻、电感、标准电容四种状态，利用散射参数原理获得其传输参数和反射参数，从而提取到被测噪声源的高频阻抗。
与谐振法和插损法相比，双电流探头法可以获得准确的阻抗幅值信息，甚至准确测量2 Ω阻抗，而且改进后使用VNA的双电流探头法可以测量阻抗的相位信息。但双电流探头法需要两个额外的电流探头，实验成本比谐振法和插损法高。且干扰源阻抗在设计EMI滤波器时只是作为参考，对源阻抗值没有过高要求，因此对该部分不做过高要求。
根据上文所述三种方法的特点，选择插损法作为源阻抗的测量方法，下文实验将以光伏微型逆变器的交流侧共模干扰源阻抗测量为例。
2 插损法原理分析以及Pspice仿真
2.1 插损法原理
EMI测试是在LISN上的干扰测量端测量干扰噪声，共模干扰在相线和中线为同向，共模噪声的回路即相线与中线并联后与地线构成回路。将共模噪声源等效为戴维南电路，在高频时LISN上的电感、电容相当于短路，得出的简化共模噪声路径如图1所示。
图1中，VCM为戴维南等效共模噪声源，ZCM为戴维南等效共模噪声阻抗，Rload为共模噪声的负载阻抗，此处为25 Ω。
（1）串联插入阻抗测量噪声源阻抗
共模源阻抗一般大于25 Ω，可以在电路中串联插入共模电感测量共模源阻抗，如图2所示。
2.2 Pspice仿真插损法
由上文的叙述可知：共模源阻抗主要受开关管和扇热片之间寄生电容的影响，因此共模源阻抗主要呈现容性。所以使用Pspice仿真图2中的插损法时，将共模源阻抗ZCM设为两种形式：500 Ω电阻;100 Ω电阻串联1 nF电容，仿真中插入的共模电感Z为10 mH。仿真结果如图4所示。
从图4可看出，源阻抗为500 Ω，10 mH电感在80 kHz时满足远大于500 Ω的条件，所以在80 kHz～30 MHz的频段内，源阻抗是可信的;当共模源阻抗为电阻电容串联时，由于电容在低频时阻抗大于插入电感的阻抗，在高频时共模源阻抗不满足远大于25 Ω阻抗的要求，所以电阻串联电容形式的源阻抗在200 kHz～1 MHz范围内有效，如图中黑色虚线圈部分。
3 测量微逆变器的输出端共模源阻抗
3.1 插入共模电感的选取
由式（1）可得，进入共模电感的电感越大，获得的阻碍值就越大，进入损失值也越大。但在现实绕组共模电感中，为了保障共模电感对高频依赖指数的因素较小，电感不可过大，但为了适合式（1）中的情况，共模电感的阻碍值应该更大。电感不足和阻碍大两者互相矛盾。为了处理这一矛盾，采取串联进入各种共模电感的方式，以保障单个共模电感的高频依赖指数因素较小，进入阻碍相对较大。还必须留意的是，因为现实电路中包含一定的噪音底板，因此模态电感进入的频率越高，阻碍值就越高。当滤波器将噪音阻止到噪音底板附近时，通过升高共模电感无法获得很大的进入消耗。若加入过多的电感，则式（3）检测的共模源阻碍模量过大，应进入适当的电感数和电感。
为了在较宽的频率区域内获得噪音源阻碍，如100 kHz～10 MHz，必须保障进入的电感保持在较宽的区域内，但单芯不适合如此宽的区域以维持稳定的电感。如果频率增加，电感会迅速下降。为了处理这一问题，应确保在进入电感器时能够进入若干不同芯的电感，使不同芯的主频率不同，以保障在低频和高频下进入的共模电感总量存在较高的阻碍值。
3.2 实验测量微逆交流侧共模源阻抗
实验中使用光伏并网微型逆变器作为受测设备，测量微逆变器交流侧输出端的共模源阻抗。光伏微逆变器的输入直流电压范围为23～45 V，输出电压为220 VAC，最大输出功率为250 W。实验电路如图5所示。
使用24 V蓄电池为光伏微逆变器提供直流电源，光伏微逆变器输出端接100 Ω电阻负载，然后连接220 VAC单相电网并网。在图5中微逆变器的输出端串联2个10 mH共模电感，1个铁氧体磁芯，1个磁粉芯，即插入20 mH的共模电感，使用插损法测量微逆变器交流侧输出端的共模源阻抗，测量结果如图6所示。
从图6可以看出，在满足式（1）的条件下，测得共模源阻抗模值的有效范围为200 kHz～3 MHz，随着频率的增大，阻抗模值降低，呈现电容特性。因此可以将共模噪声源阻抗拟合成R+C的形式，拟合结果如图6中的灰线所示，电阻为300 Ω，电容为0.5 nF。
理论上共模（CM）干扰源阻抗主要受开关器件与散热片之间寄生电容的影响，图6中的共模源阻抗模值曲线以及拟合曲线证明了这一点。
测得的共模噪声源阻抗表明实际开关电源的噪声源阻抗并非简单的50 Ω，在低频时远远大于50 Ω，所以将噪声源阻抗简化成50 Ω，而设计的EMI滤波器在实际电路中并不能达到预期效果。以上述测量为例，如果在200 kHz的频率点取得同样大小的插损值，在图6中的源阻抗下设计的滤波器中的电感值会比50 Ω源阻抗下设计的滤波器中的电感值大10倍，为开关电源设计EMI滤波器应当考虑干扰源阻抗。
5 总 结
本文比较了三种噪声源阻抗测量方法的优缺点，最終采用相对于谐振法比较方便、相对于双电流探头法实验成本较低的插损法测量微逆变器的共模噪声源阻抗。Pspice仿真证明当满足插损法源阻抗计算公式的条件时，插损法得到的源阻抗模值与实际源阻抗模值一致。实验实际测得微逆变器输出端的共模源阻抗为容性，证明了共模源阻抗主要受到寄生电容的影响。同时，本文也指出了噪声源阻抗的测量对EMI滤波器设计的作用。最后针对普通插损法存在的不足，即必须多次试探才能获取更高的准确度进行了理论上的优化改进，证明了这种思想在一定程度上是可行的。
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